随着无线通信技术向低成本、低功耗、小尺寸方向快速发展，射频接收机架构面临着前所未有的革新需求。传统接收机架构的局限性日益凸显，而直接变频接收机（Direct-Conversion Receiver, DCR）凭借其易于单片集成、抗失配能力较强等优势，重新成为射频领域的研究热点。本文基于Behzad Razavi于1997年发表的《Design Considerations for Direct-Conversion Receivers》一文，系统翻译并梳理直接变频接收机的核心知识，包括其架构特点、与传统架构的对比、关键设计难点及对应的解决技术，助力全面理解这一重要射频接收架构。
引言：直接变频接收机的复兴背景
直接变频（简称“直变”）架构早在数十年前就已被提出，但此前的尝试大多以失败告终。近年来，这一架构重新受到广泛关注，主要得益于三个核心原因：第一，与超外差接收机相比，直接变频架构更易于实现单片集成；第二，相较于镜像抑制架构，其受失配引发的不良影响更小；第三，直接变频架构过去的失败，主要源于分立元件无法解决的固有问题，而这些问题在集成电路中可得到有效控制和抑制——换句话说，直接变频是少数可通过增加晶体管数量来弥补自身缺陷的接收技术之一。
本文的核心目的，是阐述直接变频接收机设计中的关键问题与权衡关系，并提出可缓解其局限性的电路技术。我们将先简要分析超外差和镜像抑制架构的不足，再深入探讨直接变频架构的工作原理、设计难点及解决方案。
二、传统接收机架构的局限性
要理解直接变频接收机的优势，首先需明确超外差和镜像抑制这两种传统架构的核心痛点，二者的局限性也正是直接变频架构得以复兴的重要前提。
（一）超外差接收机的核心困境
超外差接收机的典型结构为：天线接收的射频信号经低噪声放大器（LNA）放大后，通过镜像抑制滤波器，再与本地振荡器（LO）输出的信号混频，产生中频（IF）信号，最后经中频滤波器滤波、中频放大后完成解调。其最核心的问题的是镜像抑制与邻道抑制之间的权衡矛盾。
具体而言，当中频频率较高时，镜像信号可得到有效衰减，但邻近信道的干扰信号仍会保持较高强度；当中频频率较低时，邻近信道干扰可被抑制，但镜像信号会污染下变频后的信号。为解决这一问题，镜像抑制滤波器和中频滤波器都需要具备极高的选择性，而这种高选择性的滤波器在现有集成电路技术中难以实现，只能依赖体积庞大的外部滤波器（如表面声波SAW器件）。此外，多数超外差系统需采用双中频设计，才能在两种抑制效果之间取得可接受的平衡。
另一个重要缺陷是，由于镜像抑制滤波器通常置于芯片外部，低噪声放大器必须驱动50Ω的负载，这进一步加剧了放大器在噪声、线性度、增益和功耗之间的权衡难度。
（二）镜像抑制架构的不足
镜像抑制架构（典型代表为Hartley架构和Weaver架构）试图缓解超外差接收机的镜像问题，其核心原理是通过两路信号路径的信号叠加，抵消镜像信号——理想情况下，两路路径中的有用信号极性相同，镜像信号极性相反，叠加后镜像信号可被完全抑制。
但该架构的致命缺陷是，由于上下两路信号路径存在增益失配和相位不平衡，实际镜像抑制效果远达不到理想状态。镜像抑制比（IRR）可通过公式计算，其中ε为相对电压增益失配，θ为相位不平衡。当ε和θ较小时，镜像抑制比近似为（ε²+θ²）/4（θ以弧度为单位）。例如，当增益失配为5%、相位不平衡为5°时，镜像抑制比仅约26dB；若要实现60dB的镜像抑制，相位不平衡需控制在0.1°以内，这在典型集成电路技术中难以实现。实际应用中，这类架构的镜像抑制比通常仅为30-40dB。
三、直接变频接收机架构：原理与优势
直接变频架构，又称零中频（Zero-IF）或零差（Homodyne）架构，其核心特点是将射频信号直接下变频至基带，无需经过中频环节。其典型结构为：射频信号经低噪声放大器预处理后，直接输入混频器，与本地振荡器产生的同频信号混频，通过低通滤波器（LPF）滤除高频分量，得到基带信号；由于典型的相位调制和频率调制信号中，射频频谱的两个边带包含不同信息，若不分离会导致不可逆失真，因此实际系统中需将基带信号分为同相（I路）和正交（Q路）两个分量，完成后续处理。
相较于超外差接收机，直接变频架构具备三大核心优势：
1. 彻底规避镜像问题：由于中频为零，不存在镜像频率，无需额外的镜像抑制滤波器；
2. 低噪声放大器无需驱动50Ω负载：省去外部镜像抑制滤波器后，低噪声放大器的负载设计更灵活，有利于优化噪声、线性度和功耗性能；
3. 易于单片集成：传统超外差架构中的中频SAW滤波器及后续中频环节，可被易于集成的低通滤波器和基带放大器替代，大幅缩小芯片体积、降低成本。
尽管架构简单、优势突出，但直接变频接收机在实际应用中面临诸多独特的设计难点，这些难点也正是其过去长期未能普及的核心原因。
四、直接变频接收机的关键设计难点
直接变频接收机将射频信号直接下变频至基带，使得一些在超外差接收机中可忽略的问题被放大，成为影响接收性能的关键瓶颈，主要包括直流偏移、IQ失配、偶次失真、闪烁噪声和本地振荡器泄漏五大问题。
（一）直流偏移（DC Offset）
直流偏移是直接变频接收机最核心、最突出的问题。由于下变频后的信号频段包含零频率，外部干扰产生的偏移电压会污染有用信号，更严重的是会使后续放大环节饱和，导致有用信号无法被正常放大。
直流偏移的主要来源是“自混频”现象：一方面，本地振荡器的信号会通过电容耦合、衬底耦合等方式泄漏到低噪声放大器或混频器的输入端，与自身混频后产生直流分量；另一方面，强干扰信号从低噪声放大器或混频器输入端泄漏到本地振荡器端口，自身混频也会产生直流分量。
结合实际场景估算：若本地振荡器信号的峰峰值为0.63V（约0dBm，50Ω系统），泄漏到低噪声放大器输入端时衰减60dB，且低噪声放大器与混频器的总增益为30dB，那么混频器输出端的直流偏移可达10mV，而此时有用信号的幅度仅约30μV（有效值）。若不对直流偏移进行抑制，后续70dB的增益会使偏移电压饱和，彻底淹没有用信号。此外，当本地振荡器信号泄漏到天线并经移动物体反射回接收机时，自混频产生的直流偏移会随时间变化，进一步加剧问题。
（二）IQ失配（I/Q Mismatch）
对于大多数相位调制和频率调制系统，直接变频接收机必须采用正交下变频，即需将本地振荡器输出信号或射频信号移相90°，得到I路和Q路信号。理想情况下，I路与Q路信号幅度相等、相位相差90°，但实际电路中，器件的非理想性会导致两路信号出现增益失配和相位不平衡，即IQ失配。
IQ失配会导致下变频后的信号星座图失真，提升误码率。具体而言，增益失配会导致信号幅度出现非单位比例缩放，而相位不平衡会使一路信号中混入另一路信号的部分数据脉冲，降低信噪比（若I/Q数据流不相关）。值得注意的是，IQ失配在直接变频接收机中的影响远小于在镜像抑制架构中：5°的相位不平衡在直接变频接收机中仅会使信噪比下降约1dB，而在镜像抑制架构中会导致镜像抑制比仅为27dB。
（三）偶次失真（Even-Order Distortion）
典型的射频接收机主要受奇次互调失真影响，而直接变频接收机中，偶次失真会成为严重问题。当两个强干扰信号进入低噪声放大器时，若放大器存在非线性特性（如y(t)=α₁x(t)+α₂x²(t)），两个高频干扰信号会产生低频差频分量（拍频信号）。
在理想混频器中，这类低频分量经与本地振荡器信号混频后会被转换为高频信号，可通过低通滤波器滤除；但实际混频器存在射频输入到中频输出的直接馈通（如单平衡混频器中，器件失配和本地振荡器占空比偏离50%会导致电路不对称），约1%的射频信号会无频率转换地出现在输出端，导致低频干扰分量污染基带信号。
此外，偶次失真还会解调射频信号中的幅度调制（AM）分量，若射频信号因发射端滤波或传播过程中的衰落存在轻微幅度调制，偶次失真会将其转换为基带信号，进一步干扰有用信号。同时，射频信号的二次谐波与本地振荡器的二次谐波混频后，也会被下变频至基带，产生干扰（差分混频器中该现象可忽略）。
偶次失真通常用二阶截点（IP₂）表征，通过输入两个等幅干扰信号，观测输出端的低频拍频信号功率，外推得到IP₂值，IP₂越高，偶次失真抑制能力越强。
（四）闪烁噪声（Flicker Noise）
低噪声放大器与混频器的总增益通常约为30dB，下变频后的基带信号幅度仅为几十微伏，因此后续基带放大器、滤波器的输入噪声至关重要。由于基带信号集中在零频率附近，器件的1/f噪声（闪烁噪声）会对信号产生显著影响，这在MOS器件实现的接收机中尤为严重。
在典型的亚微米MOS技术中，最小沟道MOS管（宽度几百微米，偏置电流几百微安）的闪烁噪声截止频率约为1MHz。通过计算可知，在10Hz至200kHz的带宽内，闪烁噪声带来的噪声功率比热噪声高约16.9dB，严重降低基带信号的信噪比。
（五）本地振荡器泄漏（LO Leakage）
本地振荡器信号泄漏到天线并辐射出去，会对其他接收机的工作频段产生干扰。美国联邦通信委员会（FCC）及各类无线标准，对带内本地振荡器辐射的上限有明确规定（通常为-50至-80dBm）。
相较于超外差和镜像抑制架构，直接变频接收机的本地振荡器频率与接收频段一致，因此本地振荡器泄漏的干扰问题更为突出。不过，随着射频收发器的单片集成度提高，采用差分本地振荡器可大幅降低耦合到天线的泄漏信号，使干扰控制在可接受范围。
五、直接变频接收机的核心设计技术
针对上述设计难点，研究人员提出了一系列电路技术，通过优化设计缓解局限性，提升直接变频接收机的性能，主要集中在低噪声放大器/混频器设计、IQ校准和射频/基带接口设计三个方面。
（一）低噪声放大器（LNA）/混频器设计
由于天线和双工器通常为单端结构，采用差分电路抑制偶次失真的难度较大（需额外的单端-差分转换电路，会引入损耗和噪声）。因此，更实用的方案是在信号经过非线性环节后，抑制产生的低频分量。
例如，采用电容退化和交流耦合的混频器设计，电容在射频频段阻抗可忽略（避免噪声微分），在基带频段阻抗较大，可大幅降低低频分量的增益，从而抑制偶次失真产生的干扰。此外，有源混频器比无源混频器更适合直接变频接收机——无源混频器存在较大损耗，需低噪声放大器提供极高增益，而有源混频器可兼顾增益和线性度。
一款3V供电的低噪声放大器/混频器集成电路，采用共射共基结构的低噪声放大器和单平衡结构的混频器，通过电容反馈实现电路线性化，同时利用电容退化衰减偶次失真产生的低频拍频分量，在低噪声和高线性度之间取得了较好的平衡。
（二）IQ校准技术
IQ失配随时间变化较小，可通过模拟或数字校准技术降低其影响。一种典型的相位不平衡校准方案如下：在校准模式下，关闭主低噪声放大器，通过辅助放大器向信号路径注入一个频率略高于本地振荡器的正弦信号；下变频后的正交信号经低通滤波后混频，产生与相位差成正比的直流电压；该直流电压用于调节延迟线的相位偏移，使I路与Q路信号的相位差接近90°；校准完成后，存储校准电压，切换回正常接收模式。
为降低延迟线的相位噪声，本地振荡器需提供名义上的正交相位，使延迟线仅需进行小幅调整。目前已有多种正交信号生成方法，可进一步优化IQ校准效果。
（三）射频/基带接口设计
基带信号处理通常包含滤波、放大和模数转换（ADC）三个环节，其顺序排列有三种方案，各有优劣，需根据实际需求选择：
1. 先滤波、再放大、最后模数转换：低通滤波器先抑制带外干扰，后续可采用高增益、非线性放大器，模数转换器的动态范围要求适中，但低通滤波器存在噪声与输入阻抗的权衡问题，且开关电容滤波器需使用大容量电容降低kT/C噪声；
2. 先放大、再滤波、最后模数转换：降低了低通滤波器的噪声要求，但对放大器的性能要求更高，通常需在滤波前后各增加一级放大器，分别克服滤波损耗和模数转换器的噪声；
3. 先模数转换、再滤波：可在数字域完成信道选择，但对模数转换器的要求极高——需具备高线性度（避免干扰信号互调）和低噪声（噪声底低于基带信号幅度）。过采样ΣΔ转换器是该方案的理想选择，通过噪声整形将kT/C噪声和运放噪声按过采样比分摊，在200kHz信号带宽下，采用二阶或三阶调制器、64倍过采样比，可在现有CMOS技术中实现实用化。
此外，若模数转换器的噪声底足够低，混频器后仅需一级增益放大器，直流偏移可控制在50mV左右，无需在模拟域进行偏移抵消，大幅简化设计。
六、结论与展望
直接变频接收机为射频接收机的小型化、低功耗、低成本实现提供了可行路径。尽管其面临直流偏移、IQ失配、偶次失真等独特设计难点，但通过更先进的电路设计和算法技术，结合更高的单片集成度，这些缺陷可得到有效缓解。
目前，直接变频接收机的应用仍局限于寻呼机等少数场景，但随着集成电路技术的不断进步，新的电路设计和校准技术的涌现，其有望成为各类射频系统的主流选择，为无线通信、物联网、便携式设备等领域的发展提供核心支撑。
参考文献
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